LCQ-Meter Reloaded – Neue Gütemessung und Neuerungen in Version 3

 

In [1] wurde ein LCQ-Meter vorgestellt, welches neben Resonanzfrequenz und Güte von Parallelschwingkreisen auch die Messung von Induktivität und Kapazität der beteiligten Komponenten erlaubt. Angeregt durch Rückmeldungen wurde unter anderem das Verfahren der Gütemessung erheblich verbessert.

Warum eine neue Version?

 

In der Version 2 des LCQ-Meters wurde die Güte eines Parallelschwingkreises über die Messung der Hüllkurvenspannung eines abgeschalteten Oszillators nach der folgenden Gleichung ermittelt:

 

Die Höhe der Hüllkurvenspannung wurde dabei zu zwei definierten Zeitpunkten (t0, t1) mit Hilfe eines ultraschnellen Spitzenwertdetektors gemessen. Dieses Verfahren gerät jedoch bei höheren Frequenzen (ab 10 MHz) an seine Grenzen.

 

In Version 2 wurde der Testschwingkreis weiterhin durch anregenden Oszillator und Messpuffer nicht unerheblich belastet, so dass die gemessene Güte zu gering ausfiel.

 

Weiteres Verbesserungspotential lag bei der Einbaumöglichkeit in ein Gehäuse und nicht zuletzt bei den Kosten, verglichen mit simplen LC-Messgeräten.

 

Änderungen in Version 3 des LCQ-Meters

 

Seit Version 2.3 arbeitet das LCQ-Meter mit bistabilen Relais. Der Stromverbrauch ist gering, so dass auf ausschließlichen Batteriebetrieb umgestellt werden konnte. Dies ermöglicht Einsparungen bei Schalter, USB-und Hohlsteckerbuchse, Längsregler und weiteren Bauteilen.

 

Um die Einbaumöglichkeiten zu verbessern, wurde auf den 2. Displaytyp verzichtet. Das LCD-Standarddisplay und Taster wandern nunmehr auf die Rückseite und ermöglichen somit einen problemlosen Einbau in verfügbare Gehäuse. Zusätzlich wurde die Platine auf ein TEKO Standardgehäuse mit Batteriefach TB-2B (siehe Titelbild) ausgelegt.

 

 

Bild 1: Schaltbild LCQ-Meter Version 3

 

Bild 1 zeigt das Schaltbild der Version 3. Wie gehabt sind auf der linken Seite die Spannungsaufbereitung, das Display und der Mikrokontroller ersichtlich. Rechts unten befinden sich die Taster und die H-Brücken-Steuerung für die bistabilen Relais. In der Mitte oben zeigt sich unverändert die Konfigurationseinheit für Kapazitäts-, Induktivitäts- und Resonanzkreismessungen, rechts daneben der amplitudenstabilisierte Oszillator.

 

Die Ankopplung des Oszillators an den Schwingkreis erfolgt nun jedoch über D7, einer Schottky-Diode mit sehr niedriger Sperrkapazität (kleiner 1 pF). Nach Abschalten des Oszillators befindet sich diese in Teilen der Messung im Sperrbetrieb und verhindert damit eine wesentliche Belastung des Schwingkreises durch den abgeschalteten Oszillator.

 

Die Schwingkreisspannung wird durch den Puffer T5 abgegriffen. Ursprünglich war zwecks weiterer Reduktion einer Schwingkreisbelastung ein kapazitiver Spannungsteiler vor T5 geplant. Dieses erwies sich jedoch in der Praxis aufgrund von Umladevorgängen als nicht gangbarer Weg.

 

Um diese Umladevorgänge auch in anderen Teilen der Schaltung zu vermeiden, wurde der gesamte Signalweg gleichspannungsgekoppelt. Die Frequenzmessung über einen externen Eingang musste dabei leider entfallen.

 

Über R41 geht die Schwingkreisspannung über den Puffer T5 und über ein (schaltbares) Widerstandnetzwerk auf den Schmitt-Trigger-Komparator U3. Dieser erzeugt aus dem abklingenden Sinussignal des Schwingkreises ein Rechtecksignal für die Messung mittels Mikrokontroller.

 

Wie das funktioniert zeigt der nächste Abschnitt. Nähere Details zum generellen Aufbau und Messprinzip sind [1] und insbesondere [4] zu entnehmen.

 

Funktionsprinzip der neuen Gütemessung

 

Ältere Verfahren scheinen in Vergessenheit zu geraten. Ein Leser machte darauf aufmerksam, dass Rhode & Schwarz sich bereits in den 70er Jahren mit einem ähnlichen Messverfahren beschäftigt hat. Daraus wurde unter anderem das Gütefaktormessgerät QDM entwickelt [2].

 

Das dort verwendete Messverfahren wertet die Anzahl der Schwingungen zwischen 2 bestimmten Spannungspegeln der abklingenden Hüllkurve aus.

 

Der in Mathematik geübte Leser wird erkennen, dass sich Gleichung [1] einfach in Gleichung [2] überführen lässt.

 

Es ist schon bemerkenswert, dass sowohl Resonanzfrequenz, als auch Bauteilewerte komplett implizit über die Anzahl der Schwingungen einfließen.

 

Ein Vergleich mit einem mechanischen ‚Schwingkreis’, einem Uhrpendel, hilft das Messverfahren zu verstehen. Wird der Pendel seitlich auf einer gewissen Höhe vom untersten Punkt gebracht (entspricht Spannung U zum Zeitpunkt 0) und dann losgelassen, pendelt er hin und her. Aufgrund der Dämpfung wird der Pendelausschlag geringer, also wird auch die Höhe zum untersten Punkt geringer (entspricht Spannung U zum Zeitpunkt t1). Man kann nun eine beliebige 2. Höhe wählen und muss lediglich die Anzahl der Schwingungen zwischen den 2 Höhen zählen.

 

Genau so lässt sich auch die Güte des Schwingkreises bestimmen. Zu messen sind die Anzahl Schwingungen zwischen 2 Spannungen der Hüllkurve.

 

Gemessen werden die Anzahl der Schwingungen nun über den Komparator U3, mit einer fest eingestellten Hysterese. Ist die Hüllkurvenspannung höher als der vorgegebene Hysterese-Pegel, so werden Rechtecksignale zwecks Zählung durch den Mikrokontroller erzeugt. Die Hysterese entspricht dabei dem definierten Spannungspegel.

 

Mit einem 2. Komparator und einer unterschiedlichen Hysterese könnte nun gleichzeitig gezählt werden. Die Differenz der Anzahl der Schwingungen entspricht dem gesuchten n, die beiden Hysterese-Werte stellen die Spannungswerte dar. Mittels Formel [2] lässt sich die Güte bestimmen.

 

Allerdings bräuchte man dann 2 Komparatoren und einen Mikrokontroller der parallel 2 Eingangswerte zählt.

 

Es geht auch mit weniger Schaltungsaufwand, indem das Eingangssignal um einen definierten Gleichspannungspegel verschoben wird. Zwei hintereinander folgende Messungen liefern dann die gesuchten Werte.

 

Diese Aufgabe wird im Schaltbild durch das Widerstandsnetzwerk R42, R43, R45 und R39 wahrgenommen. Das Signal wird entsprechend skaliert und im Gleichspannungspegel, gesteuert über R39 und Mikrokontroller, verschoben.

 

 

Bild 2: Signalverläufe am Komparator (DUT: 12,4 uH parallel 1000pF)

 

Bild 2 zeigt die Signalverläufe der besprochenen, aufeinanderfolgenden Messungen am negativen Eingang und Ausgang des Komparators.

 

Zum Zeitpunkt 0 wird der Oszillator abgeschaltet und entkoppelt. Die obere Kurve zeigt den Verlauf der abklingenden Schwingung mit einem Gleichspannungspegel von 2,35 V. Mit entsprechender Definition von Hysterese und Referenzspannung des Komparators werden Rechtecksignale (rote Kurve) bis zu einer Hüllkurvenamplitude von 0,16 V erzeugt (zweite senkrechte Linie).

 

Im 2 Messdurchlauf wird nun das Eingangssignal auf einen Gleichspannungspegel von hier 1,95 V verschoben. Demnach enden die Rechteckschwingungen nun schon bei 0,56 V (2,35 V – 1,95 V + 0,16 V) Hüllkurvenamplitude (erste senkrechte Linie).

 

Das Spannungsverhältnis 0,56V/0,16V ist fest durch die Schaltung definiert. Zusammen mit der Differenz der Anzahl der Rechteckschwingungen (n) lässt sich nun nach Formel [2] die Güte bestimmen.

 

Der Vorteil dieser Methode ist, dass sie auch bei höheren Frequenzen sehr gut funktioniert. Komparator und Mikrokontroller können Schwingungen bis ca. 50 MHz verarbeiten.

 

Lediglich bei sehr wenigen Schwingungen (niedrige Güte) wird die Abweichung entsprechend groß.

 

Ergänzend sei erwähnt, dass der Mikrokontroller mit einem asynchronen, nicht auslesbaren Vorteiler arbeitet. Dadurch ergibt sich eine Ungenauigkeit in der Anzahl der ausgewerteten Schwingungen. Mit einem Trick kann dennoch eine Genauigkeit plus minus einer Schwingung erzeugt werden. Über R32 werden ‚Nachzählimpulse’ in den Vorteiler eingespeist. Über die Anzahl der nötigen Impulse bis zum nächsten Vorteiler-Impuls kann auf den vorherigen, inneren Zustand geschlossen werden.

 

Belastung des Kreises durch die Pufferstufe

 

Der Dual-Gate MOSFET Transistor T5 stellt eine Belastung des Schwingkreises, insbesondere bei höheren Frequenzen, dar.

 

Datenblatt oder noch besser LTSpice Simulationen (für die vorliegende Schaltung) zeigen den komplexen Eingangsleitwert. Der Kehrwert des Realteils dieses Leitwerts stellt einen ohmschen Belastungswiderstand dar, parallel zum Kreis.

 

Für einige Megahertz kann die Belastung vernachlässigt werden. Bei 1 MHz sind es 83 Megaohm, bei 5 MHz 2,9 Megaohm, bei 10 MHz noch 740 Kiloohm.

 

Dann wird der Wert allerdings relevant. Bei 20 MHz sind es 188 Kiloohm, bei 30 MHz 85 Kiloohm und bei 50 MHz nur noch 32 Kiloohm.

 

Zwar kann die Belastung kaum verringert werden, jedoch kann per Software die tatsächliche Güte berechnet werden, da der Eingangsleitwert über die Frequenz bekannt ist.

 

Dazu wird der Parallelwiderstand in einen seriellen Ersatzwiderstand im Kreis transformiert. Die angezeigte Güte entspricht nun der Güte aus der Summe des tatsächlichen Verlustwiderstandes und dieses transformierten Belastungswiderstandes. Eine kurze Rechnung führt auf den tatsächlichen Verlustwiderstand und damit auf die tatsächliche Kreisgüte.

 

In der Praxis spielt die Korrektur bis 10 MHz keine Rolle (Güte um 300), bei Frequenzen um 30 MHz und entsprechenden Komponenten können jedoch 10 % – 20 % Abweichung korrigiert werden.

 

Spulengüte gleich Kreisgüte?

 

Mit dem beschriebenen neuen Verfahren liegt nunmehr eine Lösung vor, mit der im gesamten HF-Bereich die Güte von Parallelschwingkreisen bestimmt werden kann.

 

Jedoch sollte man nicht vergessen, dass immer die Güte des aktuellen Schwingkreises / Schwingsystems gemessen wird. In der Regel wird die gemessene Güte, auch nach Korrektur, kleiner als die erwartete Güte sein.

 

Ein Grund für die kleinere Güte sind dämpfende Einflüsse von Messleitung, Kontaktstellen etc.

 

Selbst der Anschluss eines 1:10 Oszilloskop-Tastkopfes parallel zum Schwingkreis ist nicht zu vernachlässigen. Das LCQ-Meter zeigt nicht nur die Tastkopfkapazität an (einige pF), sondern deutet auch auf die zusätzliche Dämpfung hin. In einem Messbeispiel fiel die Güte von 300 auf 280 (bei nur 2 MHz).

 

Ein weiterer Grund ist der wesentliche Einfluss selbst hochwertiger Kondensatoren.

 

In der Literatur wird in der Regel die Dämpfung eines Schwingkreises durch den Kondensator vernachlässigt, weil dieser eine sehr hohe Güte im Bereich 1000 – 6000 hat.

 

DJ6EV hat in [3] ein Programm erstellt, mit dem sich der Einfluss des Kondensators simulieren lässt. Bei einer Messung einer 12,4 uH Induktivität parallel zu einem 1000 pF Kondensator (Glimmer, Q = 2500) fällt die gemessene Güte mit Q = 304 um 42 Punkte niedriger aus als die tatsächliche Spulengüte.

 

Statt Q = 346 wird Q = 304 gemessen, mit einem hochwertigen Glimmer-Kondensator als Schwingkreispartner! Bei Kondensatoren mit geringer Güte ist der Einfluss entsprechend höher.

 

Das LCQ-Meter wird daher, im Vergleich mit einer singulären Referenzinduktivität, eher einen zu niedrigen Wert anzeigen.

 

Technische Daten des LCQ-Meters Version 3

 

Die Tabelle zeigt Messbereiche und erzielbare Genauigkeiten, ermittelt aus Messungen. Für Vergleichsmessungen stand ein Vektor-Netzwerk-Analysator nach DG8SAQ zur Verfügung. Weitere Details sind [4] zu entnehmen.

 

Zusammenfassung

 

Version 3 des LCQ-Meters stellt einen wesentlichen Fortschritt im Bereich der mobilen, unkomplizierten Güte- und Resonanzmessung an Schwingkreisen dar.

 

Gleichzeitig bietet es die Standardmessungen für Kapazität und Induktivität der gängigen LC-Meter.

 

Mit einem Bauteilepreis deutlich unter € 50, -- (Stand September 2016) kann der versierte Bastler ein hochwertiges Messgerät für die Amateurfunkpraxis aufbauen.

 

Alle Dateien (Software, EAGLE-Layout, Stückliste, Schaltplan, Bohr- und Frässchablone) stehen unter [4] für die nicht kommerzielle Nutzung zur Verfügung.

 

Quellenverzeichnis

 

[1] CQDL 11/2015

 

[2] Digitales Gütefaktormessgerät QDM, Rhode & Schwarz, ca. 1971

 

[3] L/C-Gütemessung mit der Sperrkreis-Methode, DJ6EV

 

[4] Webseite des Autors, http://www.dg5mk.de