Hardware und Aufbau

Das LCQ-Meter – eine Mikrocontroller basierende Implementierung

Nach dieser doch recht umfangreichen Theorie ist nun der Zeitpunkt gekommen, sich die Umsetzung in Form des aktuellen LCQ-Meters näher anzuschauen. Bild 9 zeigt die verschiedenen Komponenten im Überblick.

 

Bild 9: Übersicht des LCQ-Meters

Für die gesamte Ablaufstörung, Benutzereingabe und Ausgabe wird ein moderner, aber preiswerter Mikrokontroller von Microchip, der 16F1788 eingesetzt.

Die DUT Konfigurations-Einheit dient der Konfiguration und Kombination von Meßobjekten (C, L, C parallel L) und internen Spulen und Kondensatoren, um den für die jeweilige Messung richtigen Parallelschwingkreis zu bilden. Dieser stellt dann das frequenzbestimmende Element des Oszillators dar.

Der Breitband-Oszillator kann durch den Mikrokontroller ein- und ausgeschaltet und auch zum Schwingen angestoßen werden. Im nächsten Abschnitt wird der Oszillator im Detail beschrieben.

Für eine interne als auch externe Frequenzmessung benötigt der Mikrokontroller ein sauberes Rechtecksignal. Dieses wird durch einen Komparator bereitgestellt.

Für die Gütemessung wird der Oszillator periodisch ausgeschaltet. Um den Schwingkreis bei der folgenden Hüllkurvenmessung möglichst wenig zu bedämpfen, folgt nach dem Oszillator eine Pufferstufe.

Der Hüllkurven-Spitzenwertdetektor kann durch den Mikrokontroller ebenfalls ein- und ausgeschaltet werden. Dieses ermöglicht die Messung der Spannung zu einem bestimmten Zeitpunkt. Der Spitzenwertdetektor wird in einem der nächsten Abschnitte im Detail beschrieben.

Zu guter Letzt bedarf es ein wenig Aufwand für die Spannungsversorgung und Entkopplung. In Bild 9 ist dies unter dem Block Stromversorgung zusammengefaßt. Im aktuellen Entwurf kann das LCQ-Meter durch 3 verschiedene Spannungsquellen versorgt werden, zwecks Portabilität einschließlich Strom aus zwei bis 3 Batteriezellen.

Amplitudenstabilisierter Breitband-Oszillator

Der amplitudenstabilisierte Breitband-Oszillator, zusammen mit dem Spitzenwertdetektor, stellt die größte Herausforderung des aktuellen Entwurfs dar.

Es gilt verschiedene Anforderungen zu erfüllen:

1.      Der Oszillator muß über mehrere Dekaden hinweg sauber schwingen. Messungen von Schwingkreisen im mH und nF Bereich bedeuten Schwingfrequenzen im Bereich von einigen 10 KHz. Messungen im Bereich von µH und pF bedeuten dagegen Frequenzen von einigen 10 MHz.

2.      Um eine zusätzliche Verstärkung oder Regelung zu vermeiden sollte der Oszillator mit einer möglichst hohen und konstanten Amplitude schwingen.

3.      Der Oszillator muß so ausgelegt sein, daß genau der Zielschwingkreis (DUT) die einzige frequenzbestimmende Komponente ist.

4.      Der Oszillator muß an- und ausschaltbar sein, ohne nach dem Ausschalten den Schwingkreis weiter wesentlich zu belasten. Um Spannungsspitzen zu vermeiden darf während des Ausschaltvorgangs kein zusätzlicher Strom in den Schwingkreis eingebracht werden.

5.      Der Oszillator hat gegenüber elektrostatischer Aufladung relativ robust zu sein. Beim Anschluß von Spule, Kondensator oder Schwingkreis darf der Oszillator nicht beschädigt werden.

Das alles hört sich nach einem Traum eines HF-Ingenieurs an. Aber es ist machbar für unter 1 Euro!

Bild 10 zeigt den Entwurf eines solchen Oszillators. Er geht zurück auf den geschickten Entwurf aus [3].

Bild 10: Amplitudenstabilisierter Breitbandoszillator

Im Grunde handelt es sich um einen 2-stufigen Franklin-Oszillator bestehend aus gut verfügbaren N-FETs BF545A. Der linke Transistor arbeitet in Drainschaltung, der Rechte in Gateschaltung.

Um die Arbeitsweise zu verstehen, lassen wir die beiden 10 Megaohm Widerstände unberücksichtigt und betrachten das Gate von T2 als nicht angeschlossen.

Da es sich bei T2 um einen Feldeffekttransistor handelt wird ein Signal an seinem Gate praktisch stromlos verstärkt. Der FET ist ein Verarmungstyp, eine Verringerung der Spannung am Gate führt zu einem geringeren Strom zwischen Source und Drain. Dadurch bewegt sich das Source-Potential mehr Richtung Masse. Dieser Potentialabfall ist das Eingangssignal für T3. T3 ist in Gateschaltung betrieben, da C1 sein Gate wechselstrommäßig mit Masse verbindet. Geringere Spannung am Source von T3 bedeutet wiederum höhere Spannung am Gate des Transistors. Dieses führt schließlich zu einem höheren Strom von Source nach Drain durch T3. Der höhere Strom fließt ebenso durch LX und CX und bewirkt eine niedrigere Spannung am Drain von T3.

Das Resultat ist ein 2-stufiger, nicht invertierender Verstärker mit extrem hohen Eingangs- und niedrigem Ausgangswiderstand.

Nun wird ein Teil der Spannung vom Ausgang von T3 durch C2 auf den Eingang von T2 zurückgeführt. Eine Schwingung setzt ein. Durch die speziellen Arbeitskurven der FETs bleiben diese nahezu im linearen Bereich.

Zurück zu den beiden Widerständen R2 und R4. C2 ist gleichstrommäßig über LX zur Betriebsspannung verbunden. Zusammen mit R2 formt C2 einen Tiefpassfilter und erzeugt aus der Schwingungsamplitude an der Source-Verbindung der Transistoren eine Gleichspannung.

Diese Regelspannung geht über R4 auch auf das Gate von T3. Durch diesen Regelkreis wird eine Amplitudenregelung der Schwingung erzielt.

Im Gegensatz zu anderen Schaltungsentwürfen ist das Testobjekt (DUT) hier am Drain von T3 angeschlossen. Dadurch wird gegenüber einer Verbindung am Gate eine wesentliche höhere Robustheit des Oszillators erreicht.

Zu guter Letzt sei betrachtet was passiert wenn die Masseverbindung des Source von T3 aufgehoben wird. Das Drain von T3 geht in einen relativ hochohmigen Zustand und belastet angeschlossene Bauteile kaum und somit auch nicht den Schwingkreis bestehend aus LX und CX. C2 stellt ebenfalls keine wesentliche Belastung des Kreises dar, da weitere Schaltungsteile über die beiden 10 Megaohm Widerstände und das Gate von T2 abgetrennt sind. Durch eine einfache Abtrennung des Source von T2 (oder Source T2 und Source T3) von Masse wird der Schwingkreis stark von der Schaltung abgekoppelt, ohne wesentlich bedämpft zu werden.

In Summe erfüllt dieser Oszillatorentwurf alle gestellten Anforderungen zu extrem niedrigen Kosten.

In der aktuellen LCQ-Meter Umsetzung ist die Spannungsversorgung allerdings gegenüber Bild 10 geändert worden. Um eine Messung des Testobjektes gegen Masse zu ermöglichen, arbeitet der Oszillator hier gegen eine negative Hilfsspannung (siehe Gesamtschaltbild).

Komparatorbasierender, schneller Spitzenwertdetektor

Der Spitzenwertdetektor für die Amplitudenmessung der Hüllkurve ist der zweite herausfordernde Bereich des Entwurfs.

1.      Der Spitzenwertdetektor muß die aktuelle Eingangsspannung sehr schnell erfassen und ausgeben. Eine Auswertung von Gleichungen (17) und (18) anhand einiger Gütebeispiele zeigt, dass dies innerhalb von Mikrosekunden zu geschehen hat. Die Erwartungshaltung ist eine Anstiegszeit von weniger als 1 Mikrosekunde.

2.      Um einen Messung zu einem bestimmten Zeitpunkt zu erlauben, muß der Spitzenwertdetektor ein- und ausschaltbar sein.

3.      Der Spitzenwertdetektor muß die aktuelle Spitzenspannung einige Zeit halten. Eine Auswertung durch den Mikrokontroller nimmt einige Mikrosekunden in Anspruch.

4.      Der Spitzenwertdetektor muß mit akzeptabler Genauigkeit und Robustheit arbeiten.

Auch nach einiger Recherche in Literatur und Internet wurde kein Entwurf entdeckt, der den Anforderungen genüge tut. Die meisten Entwürfe beruhen auf Operationsverstärker, einige beruhen auf Komparatoren aber alle sind viel zu langsam. Der schnellste Entwurf versprach eine Anstiegszeit im Millisekunden-Bereich.

Dennoch ist es möglich!

Bild 11 zeigt einen komparatorbasierenden Spitzenwertdetektor in Form einer Art Ladungspumpe, basierend auf dem superschnellen 4,5 Nanosekunden Rail-to-Rail Komparator TLV3501 von Texas Instruments.