Hardware und Aufbau
Das LCQ-Meter – eine Mikrocontroller basierende Implementierung
Nach dieser doch recht umfangreichen Theorie ist nun der Zeitpunkt gekommen, sich die Umsetzung in Form des aktuellen LCQ-Meters näher anzuschauen. Bild 9 zeigt die verschiedenen Komponenten im Überblick.
Bild 9: Übersicht des LCQ-Meters
Für die gesamte Ablaufstörung, Benutzereingabe und Ausgabe wird ein moderner, aber preiswerter Mikrokontroller von Microchip, der 16F1788 eingesetzt.
Die DUT Konfigurations-Einheit dient der Konfiguration und Kombination von Meßobjekten (C, L, C parallel L) und internen Spulen und Kondensatoren, um den für die jeweilige Messung richtigen Parallelschwingkreis zu bilden. Dieser stellt dann das frequenzbestimmende Element des Oszillators dar.
Der Breitband-Oszillator kann durch den Mikrokontroller ein- und ausgeschaltet und auch zum Schwingen angestoßen werden. Im nächsten Abschnitt wird der Oszillator im Detail beschrieben.
Für eine interne als auch externe Frequenzmessung benötigt der Mikrokontroller ein sauberes Rechtecksignal. Dieses wird durch einen Komparator bereitgestellt.
Für die Gütemessung wird der Oszillator periodisch ausgeschaltet. Um den Schwingkreis bei der folgenden Hüllkurvenmessung möglichst wenig zu bedämpfen, folgt nach dem Oszillator eine Pufferstufe.
Der Hüllkurven-Spitzenwertdetektor kann durch den Mikrokontroller ebenfalls ein- und ausgeschaltet werden. Dieses ermöglicht die Messung der Spannung zu einem bestimmten Zeitpunkt. Der Spitzenwertdetektor wird in einem der nächsten Abschnitte im Detail beschrieben.
Zu guter Letzt bedarf es ein wenig Aufwand für die Spannungsversorgung und Entkopplung. In Bild 9 ist dies unter dem Block Stromversorgung zusammengefaßt. Im aktuellen Entwurf kann das LCQ-Meter durch 3 verschiedene Spannungsquellen versorgt werden, zwecks Portabilität einschließlich Strom aus zwei bis 3 Batteriezellen.
Amplitudenstabilisierter Breitband-Oszillator
Der amplitudenstabilisierte Breitband-Oszillator, zusammen mit dem Spitzenwertdetektor, stellt die größte Herausforderung des aktuellen Entwurfs dar.
Es gilt verschiedene Anforderungen zu erfüllen:
1. Der Oszillator muß über mehrere Dekaden hinweg sauber schwingen. Messungen von Schwingkreisen im mH und nF Bereich bedeuten Schwingfrequenzen im Bereich von einigen 10 KHz. Messungen im Bereich von µH und pF bedeuten dagegen Frequenzen von einigen 10 MHz.
2. Um eine zusätzliche Verstärkung oder Regelung zu vermeiden sollte der Oszillator mit einer möglichst hohen und konstanten Amplitude schwingen.
3. Der Oszillator muß so ausgelegt sein, daß genau der Zielschwingkreis (DUT) die einzige frequenzbestimmende Komponente ist.
4. Der Oszillator muß an- und ausschaltbar sein, ohne nach dem Ausschalten den Schwingkreis weiter wesentlich zu belasten. Um Spannungsspitzen zu vermeiden darf während des Ausschaltvorgangs kein zusätzlicher Strom in den Schwingkreis eingebracht werden.
5. Der Oszillator hat gegenüber elektrostatischer Aufladung relativ robust zu sein. Beim Anschluß von Spule, Kondensator oder Schwingkreis darf der Oszillator nicht beschädigt werden.
Das alles hört sich nach einem Traum eines HF-Ingenieurs an. Aber es ist machbar für unter 1 Euro!
Bild 10 zeigt den Entwurf eines solchen Oszillators. Er geht zurück auf den geschickten Entwurf aus [3].
Im Grunde handelt es sich um einen 2-stufigen Franklin-Oszillator bestehend aus gut verfügbaren N-FETs BF545A. Der linke Transistor arbeitet in Drainschaltung, der Rechte in Gateschaltung.
Um die Arbeitsweise zu verstehen, lassen wir die beiden 10 Megaohm Widerstände unberücksichtigt und betrachten das Gate von T2 als nicht angeschlossen.
Da es sich bei T2 um einen Feldeffekttransistor handelt wird ein Signal an seinem Gate praktisch stromlos verstärkt. Der FET ist ein Verarmungstyp, eine Verringerung der Spannung am Gate führt zu einem geringeren Strom zwischen Source und Drain. Dadurch bewegt sich das Source-Potential mehr Richtung Masse. Dieser Potentialabfall ist das Eingangssignal für T3. T3 ist in Gateschaltung betrieben, da C1 sein Gate wechselstrommäßig mit Masse verbindet. Geringere Spannung am Source von T3 bedeutet wiederum höhere Spannung am Gate des Transistors. Dieses führt schließlich zu einem höheren Strom von Source nach Drain durch T3. Der höhere Strom fließt ebenso durch LX und CX und bewirkt eine niedrigere Spannung am Drain von T3.
Das Resultat ist ein 2-stufiger, nicht invertierender Verstärker mit extrem hohen Eingangs- und niedrigem Ausgangswiderstand.
Nun wird ein Teil der Spannung vom Ausgang von T3 durch C2 auf den Eingang von T2 zurückgeführt. Eine Schwingung setzt ein. Durch die speziellen Arbeitskurven der FETs bleiben diese nahezu im linearen Bereich.
Zurück zu den beiden Widerständen R2 und R4. C2 ist gleichstrommäßig über LX zur Betriebsspannung verbunden. Zusammen mit R2 formt C2 einen Tiefpassfilter und erzeugt aus der Schwingungsamplitude an der Source-Verbindung der Transistoren eine Gleichspannung.
Diese Regelspannung geht über R4 auch auf das Gate von T3. Durch diesen Regelkreis wird eine Amplitudenregelung der Schwingung erzielt.
Im Gegensatz zu anderen Schaltungsentwürfen ist das Testobjekt (DUT) hier am Drain von T3 angeschlossen. Dadurch wird gegenüber einer Verbindung am Gate eine wesentliche höhere Robustheit des Oszillators erreicht.
Zu guter Letzt sei betrachtet was passiert wenn die Masseverbindung des Source von T3 aufgehoben wird. Das Drain von T3 geht in einen relativ hochohmigen Zustand und belastet angeschlossene Bauteile kaum und somit auch nicht den Schwingkreis bestehend aus LX und CX. C2 stellt ebenfalls keine wesentliche Belastung des Kreises dar, da weitere Schaltungsteile über die beiden 10 Megaohm Widerstände und das Gate von T2 abgetrennt sind. Durch eine einfache Abtrennung des Source von T2 (oder Source T2 und Source T3) von Masse wird der Schwingkreis stark von der Schaltung abgekoppelt, ohne wesentlich bedämpft zu werden.
In Summe erfüllt dieser Oszillatorentwurf alle gestellten Anforderungen zu extrem niedrigen Kosten.
In der aktuellen LCQ-Meter Umsetzung ist die Spannungsversorgung allerdings gegenüber Bild 10 geändert worden. Um eine Messung des Testobjektes gegen Masse zu ermöglichen, arbeitet der Oszillator hier gegen eine negative Hilfsspannung (siehe Gesamtschaltbild).
Komparatorbasierender, schneller Spitzenwertdetektor
Der Spitzenwertdetektor für die Amplitudenmessung der Hüllkurve ist der zweite herausfordernde Bereich des Entwurfs.
1. Der Spitzenwertdetektor muß die aktuelle Eingangsspannung sehr schnell erfassen und ausgeben. Eine Auswertung von Gleichungen (17) und (18) anhand einiger Gütebeispiele zeigt, dass dies innerhalb von Mikrosekunden zu geschehen hat. Die Erwartungshaltung ist eine Anstiegszeit von weniger als 1 Mikrosekunde.
2. Um einen Messung zu einem bestimmten Zeitpunkt zu erlauben, muß der Spitzenwertdetektor ein- und ausschaltbar sein.
3. Der Spitzenwertdetektor muß die aktuelle Spitzenspannung einige Zeit halten. Eine Auswertung durch den Mikrokontroller nimmt einige Mikrosekunden in Anspruch.
4. Der Spitzenwertdetektor muß mit akzeptabler Genauigkeit und Robustheit arbeiten.
Auch nach einiger Recherche in Literatur und Internet wurde kein Entwurf entdeckt, der den Anforderungen genüge tut. Die meisten Entwürfe beruhen auf Operationsverstärker, einige beruhen auf Komparatoren aber alle sind viel zu langsam. Der schnellste Entwurf versprach eine Anstiegszeit im Millisekunden-Bereich.
Dennoch ist es möglich!
Bild 11 zeigt einen komparatorbasierenden Spitzenwertdetektor in Form einer Art Ladungspumpe, basierend auf dem superschnellen 4,5 Nanosekunden Rail-to-Rail Komparator TLV3501 von Texas Instruments.
Bild 11: Komparator basierender Spitzenwertdetektor
Dieser Komparator hat den großen Vorteil einen Eingang zum Ein- und Ausschalten des Komparators, innerhalb von 100 Nanosekunden, bereitzustellen. Zusätzlich handelt es sich um einen modernen Rail-to-Rail Typ der eine Messung im Gesamtbereich von Masse bis zur Betriebsspannung ermöglicht.
Die Funktionsweise: Im Prinzip führt jede positive Spannung von mehr als ein paar Millivolt zwischen dem positiven und negativen Eingang des Komparators zu einer positiven Ausgangsspannung (nahe 5 Volt) an Pin 6. Ein Strom durch D6 und R30 lädt den Speicherkondensator C37 relativ schnell auf.
Da der negative Eingang des Komparators mit C37 verbunden ist, wird der Ladevorgang genau dann abgebrochen, wenn die Spannung über C37 die positive Eingangsspannung am Komparatoreingang erreicht (geschlossene Schleife).
Wenn dieses Eingangspotential erreicht ist, kippt der Komparator in seinen zweiten Betriebszustand. Der Ausgang an Pin 6 wird auf Masse gezogen. Nun wird C37 über R29 und D8 langsam entladen.
Wenn die Eingangsspannung weiter zunimmt, oder nochmals zunimmt, findet ein weiterer schneller Ladezyklus statt. Wenn die Eingangsspannung geringer wird findet nunmehr ein weiterer, langsamer Entladezyklus statt.
Als Resultat wird an C37 die Spitzenspannung des Eingangssignals anliegen, getragen durch sehr schnelle Lade- und sehr viel langsamere Entladezyklen.
Warum wird D8 und R29 überhaupt benötigt, warum überhaupt ein (langsamerer) Entladezyklus? Der Grund ist Überschwingen des Komparators aufgrund von Schaltzeiten und einer gegen Schwingungen erforderlichen Hysterese. In der Realität steigt die Ausgangsspannung über den Eingangssignalpegel an und würde dort auch verbleiben, falls keine gezielte Entladung stattfinden würde. Aus diesem Grunde kann R30 auch nicht beliebig klein gewählt werden. R30 und C37 formen einen Tiefpassfilter, der dem Überschwingen entgegen wirkt.
Nur bei einer sehr sorgfältigen Selektion der Werte von R30 und C37 kann der Entladeweg über R29 und D8 entfallen. Im aktuellen LCQ-Meter Entwurf Version 2.1 wird dieser Weg beschritten, aber auf der Platine sind die genannten Bauelemente für weitere Experimente noch vorgesehen. Lade- und Entladezyklen können in weiten Bereichen über R30 und R29 gewählt werden.
Da der Komparatorausgang nach Abschalen des Komparators in einem hochohmigen Zustand geht, wird R14 zur Entladung von C37 zwischen Meßzyklen benötigt.
Im Übrigen sollten in diesem Design keine Schottky-Dioden eingesetzt werden. Deren Rückwärtskapazität ist erheblich größer als bei den aufgeführten Siliziumdioden und führt zu verringerten Schaltzeiten und höheren Überschwingern.
Rückblickend stellt die rote Kurve in Bild 8 die Spannung über C37 nach Ausschalten des Oszillators dar.
Der aktuelle Entwurf mit R30 gleich 240 Ohm zeigt eine Anstiegszeit von weniger als 500 Nanosekunden. Ein Gedanke wäre den Wert von C37 zu verringern, um die Anstiegesgeschwindigkeit weiter zu steigern. Dies ist jedoch aufgrund einer erforderlichen Ladezeit des Abtastungskondensators im Eingangsbereich des Mikrocontrollers nicht möglich (siehe Datenblatt für den 16F1788). Zusätzlich gilt es zu bedenken das C37 Teil eines Tiefpasses ist.
Bild 12: LTSpice Simulation des Spitzenwertdetektors mit einem 1 MHz Eingangssignal
Bild 12 zeigt eine LTSpice Simulation des in Bild 11 aufgeführten Entwurfes mit einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 1 MHz (grüne Kurve), dem Spannungssignal über dem Ladekondensator (rote Kurve) und dem Spannungssignal am Ausgang des Komparators (blaue Kurve).
Der Spitzenwertdetektor folgt dem Eingangssignal bis zum Maximum der Eingangsspannung, was der aktuellen Hüllkurve entspricht. Wenn diese Spannung zeitlich nicht zu weit weg vom Maximum gemessen wird entspricht die Spannung recht genau der Hüllkurvenspannung zu einem bestimmten Zeitpunkt.
Ein näherer Blick auf die Komparatorausgangsspannung bestätigt, dass sich die Ausgangsspannung am Ladekondensator aus einer Reihe von schnellen Ladezyklen ergibt.
Bild 13: LTSpice Simulation des Spitzenwertdetektors mit einem 10 MHz Eingangssignal
Bild 13 zeigt die gleichen Signale bei einem 10 MHz Eingangssignal. Es ist deutlich ersichtlich, dass der Spitzenwertdetektor den Ladekondensator während der Maxima des Eingangssignals bis zur Hüllkurve auflädt.
Es werden ca. 500 Nanosekunden benötigt bis die Hüllkurve erreicht ist. Diese Anstiegszeit muß in der späteren Berechnung der Güte berücksichtigt werden.
Gesamtschaltung
Nachdem nun die wesentlichen Kernkomponenten diskutiert wurden bietet das Gesamtschaltbild nach Bild 14 keine großen Überraschungen an.
In der oberen Mitte des Bildes ist die DUT-Konfigurationseinheit zu sehen. Es sieht kompliziert aus. Im Endeffekt werden aber lediglich mit 3 Relais die für Messungen erforderlichen Schwingkreiskonfigurationen geschaltet. Analogschalter können hier im Übrigen nicht verwendet werden. Kapazitäten und Restwiderstände der Schalter hätten einen zu großen Einfluß auf die Meßergebnisse. Falls keine Messung von Einzelspulen oder –Kondensatoren erforderlich ist, können alle Relais bis auf das den Referenzkondensator (100 pF) Zuschaltende entfallen. Die Relais werden durch den Mikrokontroller über die unten rechts ersichtlichen Transistoren geschaltet. Mit Version 2.3 werden bistabile Relais verwendet. Dies spart enorm Strom und kommt dem Gedanken eines batteriebetriebenen Gerätes näher. Die Ansteuerung der Relais erfolgt über eine Vollbrückenmatrix. Diese ist aus Kostengründen bewußt diskret ausgelegt worden.
Auf der linken Seite sind einige Komponenten für die verschiedenen Spannungsversorgungen zu sehen. Es können 5 V per USB-Buchse, eine ungeregelte Spannung 9 – 12 Volt per Stecker J1, oder aber einen Spannung von 3 bis 4,5 Volt aus Batterien per Stecker JP2 verwendet werden.
In der Praxis hat sich gezeigt, dass die Spannung eines Computers per USB oftmals erhebliches Rauschen und Impulse beinhaltet. Aus diesem Grunde werden durch den MCP1640 Boost-Converter alle Spannungen zu einer sauberen 5 Volt Spannung transformiert. Ist dagegen ausschließlich eine Spannungsversorgung aus einer sauberen 5 Volt Quelle gewünscht, können einige der Bauelemente entfallen.
Die TPS60403 Ladungspumpe stellt für den Oszillator eine saubere negative 5 Volt Hilfsspannung zur Verfügung. Diese wird zur Messung der Testobjekte gegen Masse benötigt. Äquivalente PFETs zum BF545A sind leider nicht einfach erhältlich.
Die Spannungsversorgung aller Kernkomponenten der Schaltung ist über Drosseln und Blockkondensatoren zwecks Vermeidung von Übersprechen entkoppelt.
Im unteren linken und mittleren Bereich des Schaltbildes ist der Mikrocontroller mit LCD-Display und Eingabetastern aufgeführt. Verwendet wurden ein preiswertes 16-Zeichen 2-Zeilen Display, zwecks besserer Handhabung zusammen mit hochwertigen Tastern. Alternativ kann auch ein höherwertiges LCD-Display von Electronic Assembly, auf der Rückseite der Leiterplatte, bestückt werden. Zusammen mit den gleichen, oder alternativen Tastern von Schurter (ebenfalls per Rückseite zu bestücken), ermöglicht dies eine sehr flache Auslegung des Aufbaus und damit einen einfachen Einbau in ein Gehäuse. Für ein batteriebetriebenes Gerät bietet sich insbesondere ein Display ohne Beleuchtung an. Näheres ist der Materialliste zu entnehmen.
Der verwendete Mikrokontroller 16F1788 von Microchip ist preiswert und gehört zur Gruppe des erweiterten mittleren Leistungsbereichs. Obwohl er noch mit 8 Bit arbeitet zeichnet er sich durch großen ROM, RAM und EEPROM Speicher und einige nützliche analoge Komponenten wie Komparatoren, Operationsverstärker und einem asynchronem Vorteiler aus. Der Vorteiler ermöglicht Frequenzmessungen bis mindestens 45 MHz.
Bild 14: Schaltbild
Der obere rechte Bereich des Schaltbildes zeigt den Oszillator, gleich gefolgt von einer Pufferstufe bestehend aus einem Dual-Gate MOSFET. Solch eine Pufferstufe wird oft in aktiven Tastköpfen genutzt, da die Eingangskapazität kleiner als 2 pF beträgt und der Eingangswiderstand extrem hoch ist, zumindest in niedrigeren Frequenzbereichen.
Der Pufferstufe folgt der Spitzenwertdetektor im rechten, mittleren Bereich des Schaltbildes.
In der Mitte des Schaltbildes findet sich ein weiterer Komparator. Dieser erzeugt aus einem externen oder auch internen Signal saubere Rechtecksignale, ohne die der Vorteiler des Mikrokontrollers nicht arbeiten könnte. Der TLV3501 ist hier etwas überdimensioniert, aber da der interne Komparator des Mikrokontrollers 30 MHz leider nicht ganz erreicht, wird der bewährte TLV3501 erneut verwendet.
Bild 15 zeigt die Leiterplatte Version 2.3 (vor Ausführung der Masseflächen). Das Format entspricht exakt einer halben Europakarte und paßt damit in gängige Gehäuse. Die doppelseitige Leiterplatte ist zumeist mit SMD-Komponenten zu bestücken. Mir ist bewußt, dass einige Amateurfunker auf SMD allergisch reagieren. Für hohe Packungsdichte und Frequenzen gibt dazu aber kaum eine Alternative. Hat man sich erstmal mit einer SMD-Bestückung per Standlupe, Pinzette und feinem Bleistiftlötkolben angefreundet, so ist diese meines Erachtens schneller und einfacher durchzuführen als eine Bestückung mit verdrahteten Bauelementen.
Bild 15: Leiterplatte
Nun gut, die gute Nachricht ist das alle Bauelemente, bis auf den TLV3501 und einige Bauelemente der Spannungsversorgung, als bedrahtete Bauelemente erhältlich sind. Falls also jemand einen Aufbau ohne SMD versuchen möchte, so ist dies möglich. Ein entsprechender früher Prototyp mit der Größe einer Europakarte ist in Bild 16 abgebildet.
Bild 16: LCQ-Meter mit (fast) ausschließlich bedrahteten Bauelementen
Bild 17 zeigt die Materialliste.
Bild 17: Materialliste
Aufbaubeispiele und Anwendungen